大电流发生器速率的要求
只有当Esave,k>O时。式(1)才有意义。式中：P0为传感器处于激活状态时的功率；Pk为睡眠状态为Sk时的传感器节点功率；τd,k(τu,k)为传感器从激活状态S0(睡眠Sk)到睡眠状态Sk(激活状态S0)的转换时间。
理想状态下，传感器节点在完成任务后迅速进入睡眠状态并在下一事件到达时迅速进入活动状态大电流发生器，能*大程度地节省能耗，根据式(1)可得门限时间：
但事实上，节点的状态转换也存在较大的能量消耗和延迟。因此，在进入睡眠状态时，节点应首先在寄存器上保存之前的数据和参数。同时，激活节点仍然需要大量的能耗和额外的时间，低功耗模式下消耗的能量越少大电流发生器*高的效率，转换到活动模式时带来的延迟就越大，所以，应考虑到状态转换额外的能耗Padd。当且仅当 Esave,k>Padd时，系统才有意义，因此，可以得出门限时间：
音响发烧友中流行的大功率放大器中使用FT高的大功率管，在功率越做越大的情况下，为此必须付出较大的代价，这不仅指在经济上付出，而且包括由此引起不易解决好的自激对音质的破坏及对靠性的威胁。其实大电流发生器，我们只要把占能量约70%的中低频段和占30%的高频段分别做成功放，就完全能解决上面的问题。这就是“前级分频”或“电子分频”功放。
显而易见，做一台RMS100W的全频段功放比做一台RMS高频段30W+中低频段70W的功放成本要高，制作要难，可靠性要差，而后者附带的好处是分频效果好过前者，另外，小功率高频段功放可以放心地降低对换速率的要求。
梯度法是自适应性的另一个方法。信号抵消电路、误差抵消电路可采用复数基带相关器或带通相关器。*简单的迭代法是*速下降算法，在二次误差面的环境下，可以任选一个初始值α（定义在误差面的一些点），然后计算在那点的误差面梯度，并且相应地α被修正。二次误差面是经典的估计理论，基数vr（t）和估计误差ve（t）之间的相关等于误差面的梯度，这个相关用来驱动自适应性算法。*速下降法处理的随机梯度信号（ve（t）vm（t）＊）表明上述算法在调整α和β。当vr（t）和ve（t）不相关时，梯度为0，这表明误差信号只包含失真。梯度法比*小功率法收敛快大电流发生器，且不需要为了确定改变方向而不断地进行失调。然而，在混频器的输出端对DC偏置敏感。如*小功率法一样，基于同样的理由导致误差抵消电路中收敛时间较长，这可通过在相关前压缩输出信号线性部分来减轻。
4 仿真过程及结果
本文采用梯度法实现自适应性前馈线性器。这种方法主要是计算到达*小点的曲面的梯度，采用复相关器用来计算梯度。前馈线性器有2个环路：信号抵消电路和误差抵消电路。线性抵消电路目的是消除功率放大器输出信号中线性部分大电流发生器的电磁兼容性，只剩下失真。复系数α驱动直角坐标形式的复增益调节器，采用复相关器来优化复系数的相位，并衰减相位相反的上下支路，这样就抵消了功率放大器输出信号的线性部分，剩下的失真信号进入**个环路。下支路的失真信号和功率放大器上支路的输出构成了误差抵消电路。系数β调整下行支路的复增益调节器大电流发生器，以便与上行支路的失真的相位相反。采用两路调制信号输入，间隔100 MHz，载波的频率取1．0 GHz，α取－0．1，β取－0．01，并采用迭代*小均方进行寻优，采用直角坐标向量调制器，为简化起见，采用理想无源元件。仔细选择适61应参数，*好的方法是确保信号抵消电路环（α适应系数）在误差抵消电路环（β适应系数）开始收敛前收敛到一个较小的范围内。
为了保证在每次开关周期中确定一个固定的采样点，而且远离开关点，一个简单的设想就是在两个尖峰之间（上升沿或者下降沿）的中点进行采样，即采样平均电流。但是，当上升沿或者下降沿非常窄的时候（即开关的占空比非常窄或者非常宽），采样信号的准确度仍然会受到开关噪音的影响。如图4所示，如果采用上升沿采样，当导通时间较长时〔图4（b）〕，采样点（Ai）是可靠的，反之是不可靠的〔图4（a）〕。为了克服这个缺点，采用改进的采样算法。这个算法同样是同步采样，但是，采样边沿的选择取决于开关的导通时间。如果导通时间大于关断时间大电流发生器，选择上升沿；反之采用下降沿。这样便很好地避免了开关噪声的影响。而且算法本身简单，计算量少。许多新型的单级PFC变换器拓扑结构，基本都是在典型单级PFC的基础上，围绕着减少器件的电压应力，降低电路的损耗而进行的改进。下面对这类改进措施及技术分类作一介绍。
3.1 基本电路的改进
实际中常在图1(b)的D1、D2两条二极管电路中加入电感线圈等元件，以减少电路的电压应力。这种改进很多，图2(a)是一个典型例子（类似改进见参考文献[2]等）。它是在图1(b)的D1、D2两条电路中加入负反馈线圈W1、W2而获得的。在电路开通或关断的时候大电流发生器，两线圈提供负反馈电压，减轻了储能电容CB的电压应力，延缓了输入电流的变化。这种方法还有利于输入电感工作在CCM（Continuous Current Mode）模式，保持较低的谐波含量。
对于图5(a)的并联PFC变换器，其输入输出的功率关系如图6(a)所示。在t0－t1时刻，Pin>Po，功率P1经主电路传输到输出侧，无需经过PFC级，多输入的功率Pin－Po积累在储能电容中。在t1－t2时刻，Pin<Po，输出功率的一部分由电源主电路和PFC级提供，差额部分Po－Pin由储能电容经PFC级提供。阴影部分P1占平均输入功率的68％左右大电流发生器供电有较好效果时，为直接经由主电路传输到输出侧的功率；阴影部分P2占32％左右，为储能电容提供给输出侧的功率。
图5(a)的并联PFC变换器，其主电路、辅助PFC电路各需要一个变压器，结构比较复杂，体积、重量较大，成本也比较高，因此常用于较大功率的场合。在中、小功率场合，常用图5(b)的单级并联PFC变换器。该电路中，主电路、辅助电路被整合在一起大电流发生器，输入功率Pin和32％的功率差额都由同一功率级进行处理。图6(b)是单级并联PFC电路的概念图。